MÉTODO PARA LA REALIZACIÓN DE UN AMPLIFICADOR DE CAPACIDADES CONMUTADAS INSENSIBLE A LA RELACIÓN ENTRE LAS CAPACIDADES Y AL OFFSET DE LOS AMPLIFICADORES
D E S C R I P C I Ó N
OBJETO DE LA INVENCIÓN
La presente invención se refiere a un método para Ia realización de un amplificador que, utilizando técnicas de capacidades conmutadas, es insensible a Ia relación entre las capacidades y al offset de los amplificadores operacionales. El método consiste en utilizar cuatro fases de reloj y dos amplificadores operacionales en un circuito de capacidades conmutadas, de forma que, tras las dos primeras fases de reloj se almacene una estimación del error producido por el desapareamiento entre capacidades. Posteriormente, en las dos fases de reloj restantes, se realimenta dicho error para realizar una amplificación con ganancia independiente de Ia relación entre capacidades y el offset de los amplificadores operacionales. El circuito propuesto para Ia implementación de Ia invención consta de dos amplificadores operacionales (o de transconductacia) y tres condensadores, de forma que uno de ellos se utiliza para el almacenamiento del error. El método propuesto permite liberar un amplificador operacional en fases de reloj no consecutivas y realizar el muestreo y retención de Ia señal de entrada sin aumento del consumo de potencia. La invención está relacionada con los circuitos de capacidades conmutadas, muy utilizados en Ia realización de filtros en tiempo discreto y convertidores analógicos digitales. El método encuentra aplicación en diseño de convertidores analógicos digitales basados en Ia arquitectura pipelined.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN
Una de las técnicas más habituales para realizar circuitos analógicos de procesado de señal en tecnología CMOS es mediante el uso de capacidades conmutadas. Estos circuitos se componen de condensadores, interruptores y
amplificadores operacionales o de transconductancia. Entre los posibles bloques constructivos realizables con Ia técnica de capacidades conmutadas, uno de los más populares es un amplificador de ganancia controlada de forma precisa por Ia relación entre dos capacidades. La potencia consumida por estos circuitos es directamente proporcional al tamaño de las capacidades. Sin embargo, en determinadas aplicaciones (como el diseño de convertidores analógico-digitales) donde Ia relación entre las capacidades debe ser muy precisa, el tamaño de dichas capacidades debe ser suficientemente grande como para asegurar que Ia relación entre ellas toma un valor Io más cercano posible al valor esperado.=Esta razón se ha convertido en el principal obstáculo para realizar circuitos de capacidades conmutadas de muy bajo consumo y alta precisión.
Por otro lado, el offset de los amplificadores operacionales limita Ia resolución de circuito de capacidades conmutadas, obligando a Ia utilización de costosas técnicas de cancelación del offset. En este sentido cabe citar las patentes estadounidenses 4393351 y 5880630.
En los últimos años han aparecido numerosos amplificadores de capacidades conmutadas que abordan estos problemas desde distintos enfoques. En primer lugar, se pueden destacar las técnicas de auto calibración digital, en Ia cuales se compensa digitalmente el desapareamiento entre capacidades (error en el valor esperado para Ia relación entre dos capacidades) (Shang-Yuan (Sean) Chuang, Terry L. Sculley; "A Digitally Self-Calibrating 14-bit 10MHz CMOS Pipelined A/D Converter" IEEE Journal of Solid-State Circuits. Vol37, N 6, Junio 2002). La lógica de control y las memorias necesarias para Ia aplicación de estas técnicas implican un aumento importante en el consumo y área del circuito. En segundo lugar cabe destacar las técnicas de promediado del error (Bang-Sup Song; Tompsett, M.F.; Lakshmikumar, K.R.; "A 12-bit 1-Msample/s capacitor error-averaging pipelined A/D converter" IEEE Journal of Solid-State Circuits, VoI: 23 , Iss: 6 , Diciembre 1988, Páginas: 1324 - 1333). Este tipo de técnicas sólo alivia el problema, reduciendo Ia magnitud del error sin eliminarlo. Por último, es posible realizar el amplificador de capacidades conmutadas de forma que su ganancia sea independiente a Ia relación entre las capacidades. En esta última aproximación al problema podemos englobar Ia presente invención. Estas técnicas permiten reducir el tamaño de las capacidades utilizadas y consecuentemente Ia potencia consumida.
DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN
El método que Ia invención propone consiste Ia utilización de cuatro fases de reloj y dos amplificadores operacionales (o de transconductancia) para implementar un amplificador de ganancia dos insensible a Ia relación entre capacidades. Uno de los amplificadores operacionales realiza Ia función amplificadora, mientras que el otro, además de realizar el muestreo y retención, implementa Ia técnica propuesta. La operación del circuito en las cuatro fases de reloj está dividida de Ia siguiente forma: En Ia primera fase se realiza el muestreo de Ia señal de entrada y Ia inicialización del circuito. En Ia segunda almacena (para su posterior cancelación) el error debido al desapareamiento entre capacidades y el offset de los amplificadores. En Ia tercera se vuelve a muestrear Ia señal de entrada. Y por último, en Ia cuarta fase se realiza Ia amplificación y se utilizan los errores almacenados para realizar Ia cancelación. La invención propuesta tiene Ia ventaja de no necesitar el primer amplificador operacional durante las fases impares de reloj, haciendo posible Ia utilización del amplificador para otros propósitos con el consiguiente ahorro de energía.
jueves, 11 de febrero de 2010
miércoles, 10 de febrero de 2010
AMPLIFICADOR OPERACIONAL
La enorme ventaja de los circuitos lógicos es que no se requiere tener muchos conocimientos de electrónica para poder comprender cómo trabajan funcionalmente dichos circuitos. Por lo general identificamos un valor de un "1" lógico con un voltaje generalmente positivo (como +5 volts) y un "0" lógico con un nivel de cero volts, el equivalente a "tierra" eléctrica que en una batería no vendría siendo más que el polo negativo de la batería marcado con el signo menos (-). Existen muchos sistemas digitales en los que la mayoría del sistema basa su funcionamiento en electrónica puramente digital. Las computadoras de escritorio son un buen ejemplo de ello. Sin embargo, existen también sistemas en los cuales es necesario interconectar componentes propios de la electrónica digital (bloques AND, OR y NOT) que siempre trabajan con valores discretos de voltaje, con componentes propios de la electrónica analógica, en donde se trabaja con voltajes que pueden variar continuamente entre dos límites pudiendo tomar cualquier valor posible entre dichos límites. Estos sistemas son esencialmente sistemas híbridos que combinan en un solo diseño aspectos de la electrónica digital y de la electrónica analógica. Este auditorio en mente que se ha preparado este Suplemento que trata sobre uno de los componentes más versátiles para el diseños de circuitos analógicos: el amplificador operacional.Así como en la familia lógica de circuitos integrados TTL el circuito integrado 7400 es el componente fundamental de referencia del cual parten todos los demás, y así como en en el mundo de los microprocesadores el microprocesador 8008 marcó la pauta a seguir por todos los demás microprocesadores que le sucedieron, del mismo modo en el mundo de los amplificadores operacionales el punto de referencia es un amplificador designado con el número 741.Si fuéramos a comprar en el mercado un amplificador operacional 741 fabricado por la empresa Motorola, dicho componente tendría el siguiente aspecto físico:
De este modo, si el voltaje de entrada es de 1 volt y el voltaje de salida es de 10 volts, el op-amp estará amplificando la señal por un factor de 10: la señal de salida será diez veces más grande que la señal de entrada.Si el diseño que utilizaremos será el de un amplificador inversor, entonces usaremos el circuito designado arriba como "inverting amplifier", y la señal de entrada a ser amplificada deberá ser aplicada en la terminal 2 (inverting input). En este caso, nosotros podemos escoger el factor de amplificación mediante una cuidadosa selección de las resistencias R1 y R2. La ganancia (Gain) del circuito, como podemos ver en la fórmula anexa al circuito, será igual al valor de R2 dividido entre el valor de R1. Si queremos un factor de amplificación de cinco tantos, entonces la resistencia R2 deberá ser cinco veces más grande que la resistencia R1. Una vez escogidos los valores de las resistencias R1 y R2 el valor de la resistencia R3 estará prácticamente prefijado por la fórmula que nos dice cuál debe ser el valor de dicha resistencia (en algunos diseños, se prescinde de esta resistencia por completo). En la fórmula de la ganancia:
Gain = -R2/R1el signo menos indica que la polaridad de la señal estará invertida con respecto a la polaridad de la señal de entrada, que es justo lo que debe hacer un amplificador inversor.Si por el contrario queremos diseñar un amplificador no-inversor, entonces usamos el circuito designado arriba como "non-inverting amplifier", y la señal de entrada a ser amplificada deberá ser aplicada en la terminal 3 (non-inverting input) directamente. Aquí también nosotros podemos escoger el factor de amplificación mediante una cuidadosa selección de las resistencias R1 y R2. La ganancia (Gain) del circuito, como podemos ver en la fórmula anexa al circuito, será igual a 1 sumado al valor de R2 dividido entre el valor de R1. Si queremos un factor de amplificación de tres tantos, entonces la resistencia R2 deberá ser dos veces más grande que la resistencia R1, lo cual sumado a la unidad nos dá una ganancia de tres:
Gain = 1 + (R2/R1) = 1 + (2/1) = 1 + 2 = 3Los valores de las resistencias generalmente deben estar seleccionados en el rango de los miles de ohms (K ohms). Valores demasiado bajos de resistencias, situados por debajo de 1 Kohm, producen corrientes eléctricas grandes que pueden producirle daño al circuito, mientras que valores demasiado grandes de resistencias, situados por encima de 1 Megohm, inducen un efecto indeseable conocido como el ruido térmico (en inglés, thermal noise) o ruido Johnson-Nyquist. A continuación tenemos un amplificador no-inversor construído en torno a un op-amp en el cual se han seleccionado resistencias R1 y R2 con valores respectivos de 1K (mil ohms) y 15K (15 mil ohms), con lo cual obtenemos un factor de multiplicación de 16 sobre la señal de entrada:
La enorme ventaja de los circuitos lógicos es que no se requiere tener muchos conocimientos de electrónica para poder comprender cómo trabajan funcionalmente dichos circuitos. Por lo general identificamos un valor de un "1" lógico con un voltaje generalmente positivo (como +5 volts) y un "0" lógico con un nivel de cero volts, el equivalente a "tierra" eléctrica que en una batería no vendría siendo más que el polo negativo de la batería marcado con el signo menos (-). Existen muchos sistemas digitales en los que la mayoría del sistema basa su funcionamiento en electrónica puramente digital. Las computadoras de escritorio son un buen ejemplo de ello. Sin embargo, existen también sistemas en los cuales es necesario interconectar componentes propios de la electrónica digital (bloques AND, OR y NOT) que siempre trabajan con valores discretos de voltaje, con componentes propios de la electrónica analógica, en donde se trabaja con voltajes que pueden variar continuamente entre dos límites pudiendo tomar cualquier valor posible entre dichos límites. Estos sistemas son esencialmente sistemas híbridos que combinan en un solo diseño aspectos de la electrónica digital y de la electrónica analógica. Este auditorio en mente que se ha preparado este Suplemento que trata sobre uno de los componentes más versátiles para el diseños de circuitos analógicos: el amplificador operacional.Así como en la familia lógica de circuitos integrados TTL el circuito integrado 7400 es el componente fundamental de referencia del cual parten todos los demás, y así como en en el mundo de los microprocesadores el microprocesador 8008 marcó la pauta a seguir por todos los demás microprocesadores que le sucedieron, del mismo modo en el mundo de los amplificadores operacionales el punto de referencia es un amplificador designado con el número 741.Si fuéramos a comprar en el mercado un amplificador operacional 741 fabricado por la empresa Motorola, dicho componente tendría el siguiente aspecto físico:
El diagrama esquemático de este circuito integrado en relación con sus ocho terminales muestra las siguientes designaciones funcionales de cada una de dichas terminales o "pins":
Esencialmente, el amplificador operacional es representado en los diagramas esquemáticos tal y como se muestra arriba, como un triángulo, con dos terminales de entrada, una entrada inversora (inverting input) identificada con un símbolo menos (-) y una terminal no-inversora (non-inverting input) identificada con un símbolo más (+).
Precaución: Los términos terminal inversora y terminal no-inversora en un amplificador operacional no tienen absolutamente nada que ver con las definiciones usadas en el mundo de los circuitos lógicos en relación con el bloque NOT.El símbolo triangular utilizado para representar un amplificador operacional encierra cómodamente para nosotros algo que es esencialmente un circuito analógico algo complejo, cuyo esquemático detallado es el siguiente:
Precaución: Los términos terminal inversora y terminal no-inversora en un amplificador operacional no tienen absolutamente nada que ver con las definiciones usadas en el mundo de los circuitos lógicos en relación con el bloque NOT.El símbolo triangular utilizado para representar un amplificador operacional encierra cómodamente para nosotros algo que es esencialmente un circuito analógico algo complejo, cuyo esquemático detallado es el siguiente:
Aunque el amplificador operacional lo podemos usar como una "caja negra" sin tener que preocuparnos por los detalles internos que muestra este último diagrama, de cualquier modo tenemos que saber cómo llevar a cabo conexiones externas al mismo para poder obtener del mismo algunas funciones analógicas que nos puedan ser de utilidad. Como su nombre lo indica, este componente es un amplificador, un amplificador de una señal analógica que puede variar continuamente entre un rango de valores. Y al amplificar la señal, lo puede hacer invirtiendo la polaridad de la señal con respecto a la señal de entrada (convirtiendo los valores de voltaje positivos a negativos, y los valores de voltaje negativos a positivos) , en cuyo caso lo usamos como amplificador inversor, o dejando que la polaridad de la señal de salida se mantenga con la misma polaridad que la señal de entrada, o sea como un amplificador no-inversor. Para poder utilizarlo en cualquiera de estas dos maneras, es necesario conectarle a cada configuración unas resistencias eléctricas externas como lo muestran los siguientes diagramas: 
En el diagrama superior tenemos un amplificador inversor, y en el diagrama inferior tenemos un amplificador no-inversor. Antes de entrar en detalles sobre el funcionamiento de estos circuitos, observemos primero que para poder trabajar adecuadamente el amplificador operacional requiere de dos voltajes, un voltaje positivo +V aplicado en la terminal 7, y un voltaje negativo -V aplicado en la terminal 4. Si fueramos a proporcionar estos voltajes con baterías externas de modo tal que el voltaje positivo sea +V=+15 volts y el voltaje negativo sea -V=-15 volts, lo haríamos utilizando algo como lo siguiente:
Obsérvese en los diagramos de los dos circuitos amplificadores mostrados arriba que no es necesario conectar ninguna de las terminales del amplificador operacional al punto intermedio entre las dos baterías designado en el esquemático como la tierra eléctrica. Una fuente dual de voltajes fácil de implementar con dos baterías desechables proporcionando un voltaje positivo +V=+9 volts y un voltaje negativo -V=-9 volts sería la siguiente:
Sin embargo, como la desventaja de una fuente dual de voltajes construída con baterías desechables es que las baterías tienen una vida de uso limitada, para un diseño fijo que no se estará moviendo mucho de un lugar a otro se puede construír una fuente dual de voltajes alimentada con corriente alterna de línea como la que se muestra a continuación:
Regresemos ahora a los circuitos amplificadores. La señal de entrada una vez amplificada será proporcionada por el amplificador operacional u op-amp en su terminal de salida 6 (output). La ganancia (gain) del op-amp es la medida de la amplificación de voltaje del circuito y se define simplemente como el valor instantáneo del voltaje de salida Vout en la terminal 6 entre el valor del voltaje Vin de entrada:
De este modo, si el voltaje de entrada es de 1 volt y el voltaje de salida es de 10 volts, el op-amp estará amplificando la señal por un factor de 10: la señal de salida será diez veces más grande que la señal de entrada.Si el diseño que utilizaremos será el de un amplificador inversor, entonces usaremos el circuito designado arriba como "inverting amplifier", y la señal de entrada a ser amplificada deberá ser aplicada en la terminal 2 (inverting input). En este caso, nosotros podemos escoger el factor de amplificación mediante una cuidadosa selección de las resistencias R1 y R2. La ganancia (Gain) del circuito, como podemos ver en la fórmula anexa al circuito, será igual al valor de R2 dividido entre el valor de R1. Si queremos un factor de amplificación de cinco tantos, entonces la resistencia R2 deberá ser cinco veces más grande que la resistencia R1. Una vez escogidos los valores de las resistencias R1 y R2 el valor de la resistencia R3 estará prácticamente prefijado por la fórmula que nos dice cuál debe ser el valor de dicha resistencia (en algunos diseños, se prescinde de esta resistencia por completo). En la fórmula de la ganancia:
Gain = -R2/R1el signo menos indica que la polaridad de la señal estará invertida con respecto a la polaridad de la señal de entrada, que es justo lo que debe hacer un amplificador inversor.Si por el contrario queremos diseñar un amplificador no-inversor, entonces usamos el circuito designado arriba como "non-inverting amplifier", y la señal de entrada a ser amplificada deberá ser aplicada en la terminal 3 (non-inverting input) directamente. Aquí también nosotros podemos escoger el factor de amplificación mediante una cuidadosa selección de las resistencias R1 y R2. La ganancia (Gain) del circuito, como podemos ver en la fórmula anexa al circuito, será igual a 1 sumado al valor de R2 dividido entre el valor de R1. Si queremos un factor de amplificación de tres tantos, entonces la resistencia R2 deberá ser dos veces más grande que la resistencia R1, lo cual sumado a la unidad nos dá una ganancia de tres:
Gain = 1 + (R2/R1) = 1 + (2/1) = 1 + 2 = 3Los valores de las resistencias generalmente deben estar seleccionados en el rango de los miles de ohms (K ohms). Valores demasiado bajos de resistencias, situados por debajo de 1 Kohm, producen corrientes eléctricas grandes que pueden producirle daño al circuito, mientras que valores demasiado grandes de resistencias, situados por encima de 1 Megohm, inducen un efecto indeseable conocido como el ruido térmico (en inglés, thermal noise) o ruido Johnson-Nyquist. A continuación tenemos un amplificador no-inversor construído en torno a un op-amp en el cual se han seleccionado resistencias R1 y R2 con valores respectivos de 1K (mil ohms) y 15K (15 mil ohms), con lo cual obtenemos un factor de multiplicación de 16 sobre la señal de entrada:
Active cascode amplifier with an amplitude limiter
Description:TECHNICAL FIELD
The present invention relates to the electrical arts and more specifically to active cascode amplifier circuits.
BACKGROUND ART
FIG. 1 is a prior art active cascode amplifier as shown and described in U.S. Pat. No. 5,039,054 which is incorporated herein by reference in its entirety. Active cascode amplifiers have both an output stage and an input stage. In FIG. 1 the input stage is represented by a Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor (“MOSFET”) transistor Q 1 and the output stage is represented by another MOSFET transistor Q 2 . Attached to the gate of the output stage, MOSFET Q 2 , is the output of an auxiliary amplifier. The auxiliary amplifier, which in FIG. 1 is an operational amplifier has a bias voltage present at the positive input and the negative input is electrically coupled to node X providing a feedback loop. The operational amplifier increases the output resistance of the active cascode amplifier. Assuming a constant current source, the increased output resistance increases the voltage gain.
The active cascode amplifier operates in the following manner. When the input voltage signal, Vin drops below the threshold voltage of the MOSFET, Q 1 shuts off. In response, the voltage at node X begins to increase, which in turn decreases the differential voltage between the positive and negative terminals of the operational amplifier. As a result, the output voltage at the control terminal (gate) of the output stage transistor Q 2 decreases eventually shutting off the output stage and causing the active cascode amplifier to slew. Given enough time, the operational amplifier will saturate toward a voltage which is close to ground. When the output voltage of the operational amplifier drops to such a voltage that the gate to source voltage is less than that of the MOSFET's threshold voltage for turning on, the output stage transistor Q 2 shuts off. The output voltage of the operational amplifier continues to fall until the voltage approaches ground. Thus, the gate to source voltage falls well below the threshold voltage. When Vin then increases and goes above the threshold voltage for the transistor, such that Q 1 turns on, the auxiliary amplifier requires a period of time, referred to as a “recovery time period” for the voltage at the gate of Q 2 to increase such that Q 2 turns on. The recovery time period is shown in the graph of FIG. 2 . This recovery time poses problems for devices which require quick circuit operation. The length of the recovery time is proportional to the difference between the gate voltage when Q 2 is operational and the voltage at the gate when Q 2 is off.
One solution to this problem known in the prior art is the inclusion of a trickle current source positioned at node X as shown in FIG. 3 . The trickle current source provides a trickle current and thus a current flow path even when the input stage MOSFET Q 1 is off. This trickle current causes the output stage transistor Q 2 to remain in a partially on state. Since Q 2 is in a partially on state, the recovery time is decreased as shown in the graph of FIG. 4 as compared to the graph of FIG. 2 . One drawback of this configuration is that the trickle current source is constantly active drawing power and the power drain provides no increase to the speed of the amplifier.
SUMMARY OF THE INVENTION
In a first embodiment of the invention there is provided an active cascode amplifier circuit which includes an active cascode amplifier and an amplitude limiter. The active cascode amplifier includes an input stage, an output stage and an auxiliary amplifier and receives in a voltage input signal and outputs a voltage output signal wherein the active cascode amplifier amplifies the input voltage signal. The auxiliary amplifier is provided within the circuit to increase the gain of the cascode amplifier and has an associated output.
When the input stage shuts off, due to a decrease in the input voltage signal, the auxiliary amplifier's output voltage falls and the amplitude limiter becomes active and holds the voltage at the output of the auxiliary amplifier to a preset voltage in order to decrease the recovery time for turning the output stage on when the input voltage increases and turns the input stage on.
The voltage at the output of the auxiliary amplifier provides a voltage to a control terminal of the output stage. When the output voltage of the auxiliary amplifier falls below a threshold voltage for the output stage, the output stage shuts off. The voltage at the control terminal would continue to fall, but for the amplitude limiter circuit. Thus, by preventing the voltage at the output of the auxiliary amplifier from falling below a preset limit, the recovery time to pull up the voltage at the control terminal and to turn the output stage on is decreased when the input stage transitions from an off state to an on state.
The amplitude limiter is a circuit which may be formed with circuitry including but not limited to a diode, a MOSFET, a JFET, or a bipolar transistor.
In one embodiment, the active cascode amplifier operates in a singe ended mode. In another embodiment, the active cascode amplifier operates in a differential mode. In further embodiments, the active cascode amplifier may be a folded active cascode amplifier which operates in a single ended or a differential mode.
The active cascode amplifier may be formed from any of a number of electrical components including but not limited to MOSFETs, JFETs, bipolar transistors, diodes and any combination thereof.
When the active cascode amplifier circuit is implemented in which the input and the output are provided as differential signals, a plurality of amplitude limiters are provided in the active cascode amplifier circuit. Each of the amplitude limiters operate in much the same way as for the single ended mode, in which the amplitude limiter holds the voltage level at the output of the auxiliary amplifier and does not allow the voltage to fall.
In a further embodiment the amplitude limiter becomes active when the output stage begins to shut off.
Description:TECHNICAL FIELD
The present invention relates to the electrical arts and more specifically to active cascode amplifier circuits.
BACKGROUND ART
FIG. 1 is a prior art active cascode amplifier as shown and described in U.S. Pat. No. 5,039,054 which is incorporated herein by reference in its entirety. Active cascode amplifiers have both an output stage and an input stage. In FIG. 1 the input stage is represented by a Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor (“MOSFET”) transistor Q 1 and the output stage is represented by another MOSFET transistor Q 2 . Attached to the gate of the output stage, MOSFET Q 2 , is the output of an auxiliary amplifier. The auxiliary amplifier, which in FIG. 1 is an operational amplifier has a bias voltage present at the positive input and the negative input is electrically coupled to node X providing a feedback loop. The operational amplifier increases the output resistance of the active cascode amplifier. Assuming a constant current source, the increased output resistance increases the voltage gain.
The active cascode amplifier operates in the following manner. When the input voltage signal, Vin drops below the threshold voltage of the MOSFET, Q 1 shuts off. In response, the voltage at node X begins to increase, which in turn decreases the differential voltage between the positive and negative terminals of the operational amplifier. As a result, the output voltage at the control terminal (gate) of the output stage transistor Q 2 decreases eventually shutting off the output stage and causing the active cascode amplifier to slew. Given enough time, the operational amplifier will saturate toward a voltage which is close to ground. When the output voltage of the operational amplifier drops to such a voltage that the gate to source voltage is less than that of the MOSFET's threshold voltage for turning on, the output stage transistor Q 2 shuts off. The output voltage of the operational amplifier continues to fall until the voltage approaches ground. Thus, the gate to source voltage falls well below the threshold voltage. When Vin then increases and goes above the threshold voltage for the transistor, such that Q 1 turns on, the auxiliary amplifier requires a period of time, referred to as a “recovery time period” for the voltage at the gate of Q 2 to increase such that Q 2 turns on. The recovery time period is shown in the graph of FIG. 2 . This recovery time poses problems for devices which require quick circuit operation. The length of the recovery time is proportional to the difference between the gate voltage when Q 2 is operational and the voltage at the gate when Q 2 is off.
One solution to this problem known in the prior art is the inclusion of a trickle current source positioned at node X as shown in FIG. 3 . The trickle current source provides a trickle current and thus a current flow path even when the input stage MOSFET Q 1 is off. This trickle current causes the output stage transistor Q 2 to remain in a partially on state. Since Q 2 is in a partially on state, the recovery time is decreased as shown in the graph of FIG. 4 as compared to the graph of FIG. 2 . One drawback of this configuration is that the trickle current source is constantly active drawing power and the power drain provides no increase to the speed of the amplifier.
SUMMARY OF THE INVENTION
In a first embodiment of the invention there is provided an active cascode amplifier circuit which includes an active cascode amplifier and an amplitude limiter. The active cascode amplifier includes an input stage, an output stage and an auxiliary amplifier and receives in a voltage input signal and outputs a voltage output signal wherein the active cascode amplifier amplifies the input voltage signal. The auxiliary amplifier is provided within the circuit to increase the gain of the cascode amplifier and has an associated output.
When the input stage shuts off, due to a decrease in the input voltage signal, the auxiliary amplifier's output voltage falls and the amplitude limiter becomes active and holds the voltage at the output of the auxiliary amplifier to a preset voltage in order to decrease the recovery time for turning the output stage on when the input voltage increases and turns the input stage on.
The voltage at the output of the auxiliary amplifier provides a voltage to a control terminal of the output stage. When the output voltage of the auxiliary amplifier falls below a threshold voltage for the output stage, the output stage shuts off. The voltage at the control terminal would continue to fall, but for the amplitude limiter circuit. Thus, by preventing the voltage at the output of the auxiliary amplifier from falling below a preset limit, the recovery time to pull up the voltage at the control terminal and to turn the output stage on is decreased when the input stage transitions from an off state to an on state.
The amplitude limiter is a circuit which may be formed with circuitry including but not limited to a diode, a MOSFET, a JFET, or a bipolar transistor.
In one embodiment, the active cascode amplifier operates in a singe ended mode. In another embodiment, the active cascode amplifier operates in a differential mode. In further embodiments, the active cascode amplifier may be a folded active cascode amplifier which operates in a single ended or a differential mode.
The active cascode amplifier may be formed from any of a number of electrical components including but not limited to MOSFETs, JFETs, bipolar transistors, diodes and any combination thereof.
When the active cascode amplifier circuit is implemented in which the input and the output are provided as differential signals, a plurality of amplitude limiters are provided in the active cascode amplifier circuit. Each of the amplitude limiters operate in much the same way as for the single ended mode, in which the amplitude limiter holds the voltage level at the output of the auxiliary amplifier and does not allow the voltage to fall.
In a further embodiment the amplitude limiter becomes active when the output stage begins to shut off.
domingo, 7 de febrero de 2010
Basic Op Amps
The operational amplifier (Op Amp) is a staple item in electronic circuits andis a building block that often is one of the main components in linear audio andvideo circuitry. The op amp is basically a high gain amplifier that is used inconjunction with feedback networks to make up a circuit whose properties aredetermined by linear passive components, such as resistors, capacitors, inductors, aswell as nonlinear components (diodes, varistors, thermistors, etc). The term“operational amplifier” comes from the use of these devices in analog computersthat were used decades ago to perform mathematical operations (addition,multiplication, differentiation, integration, summation, etc) on input quantities. Theterm has stuck and is still used, even though analog computers have largelydeparted the scene, having been replaced by digital computers long ago. Theoperational amplifier of today is a sophisticated device, being composed of manytransistors, diodes, and resistors, all in a chip, and packaged in variousconfigurations. There are thousands of types of op amps available, from fleapowered microwatt units to units capable of handling a few hundred watts of power,from a few cents to many dollars in cost. As you may imagine, the specs andperformance requirements, as well as reliability, temperature range, and packaging,all affect cost. Op amps that can do many ordinary jobs very well are available forunder 50 cents, owing to low cost plastic packages and large scale integration, andhigh volume production. Technologies commonly used are bipolar, FET, CMOS andcombinations. Some large or high power op amps are made using monolithicfabrication methods.From a circuit viewpoint, for the purposes of explanation, an ideal amplifieris used to represent an op amp. An ideal amplifier has the following properties:Infinite forward gain, bandwidth and input impedance, with zero outputimpedance, noise voltage, DC offset, bias currents, and reverse gain. Inpractice, all op amps have some bias current that flows in the inputs, this beingalmost negligible for JFET and CMOS types, but more significant in bipolar types.This current must be considered in high impedance circuits, and in DC andinstrumentation amplifiers, and in circuits that must operate over a widetemperature range. In addition, even if you were to short the op amp inputs togetheryou may not get zero output voltage, but some random DC level. This DC voltagecan be considered as an equivalent DC input offset voltage present at the input. DCoffset can also be produced from equal input bias currents flowing through unequalresistances in the inverting and noninverting input circuits. This will produce a DCinput voltage differential at the input. Some op amps have external pins to which apotentiometer can be connected to balance out or otherwise cancel this voltage,bringing the DC output to zero under zero signal input conditions. These are widelyused in instrumentation amplifiers and related applications where nulling or zeroadjustments are required. All amplifiers generate some noise, which is due tothermal and semiconductor junction effects, and can be considered as an equivalentinput noise voltage. Amplifiers are available with low noise characteristics for thoseapplications where noise must be kept to a minimum. A real world op amp has a lotof gain (>1000X voltage gain) and a fairly high input impedance (>100K). Generallythere are two inputs shown, an inverting and a non inverting input, and one outputreferenced to ground (but not always, differential outputs are sometimes used incertain applications). One of the inputs may be grounded in many commonapplications where a single ended signal source is present. This is a commonsituation. There are limitations on the DC levels allowable on the inputs, andlimitations on the available output voltage swing. Op amps are available that allow afull output voltage swing between the positive (Vcc) supply and negative (Vdd)supply. These are sometimes referrred to as “rail to rail” capable. In addition, if theexact same voltage is present on the inverting and non-inverting inputs, ideally theoutput voltage should be zero. This is not always so, and the degree of imperfectionis called the common mode rejection ratio. This is usually 60 dB or better, with 70-80 dB as a minimum. Note that this may vary with input voltage levels to somedegree. Also, variations of power supply voltage may show up as equivalent inputsignals. The degree to which the op amp rejects this is called the supply voltagerejection ratio. It is usually better than 60 dB and typically 70 to 80 dB or better.After all, nothing is perfect in life.Op amp power supply connections are sometimes shown in diagrams, especially ifdecoupling capacitors and resistors are necessary, but more often shown elsewherein the schematic, as they play no part in the primary circuit function other than topower the amplifier. Many general-purpose op amp chips have two or four separateoperational amplifiers in one package, with common power supply connections. Inpractice the ideal amplifier criteria requirements are met only approximately, butas will be shown, close enough for most purposes. Practically, an op amp will have again of 10,000 or more, an input impedance of megohms, and a 3 dB bandwidth ofseveral tens of hertz or more. If an amplifier has a 3 dB bandwidth of 40 Hz and again of 100,000 times, this is a gain bandwidth product of 4 million hertz, or 4 MHz.(40 x 100,000). It is advantageous in many feedback applications to have the gainfalling at 6 dB per octave or 20 dB per decade at frequencies beyond the cornerfrequency (that frequency at which the amplifier gain has fallen 3 dB or 70.7percent of its DC value). Since the op amp is used in mainly in feedback circuitshaving much lower closed loop gain, these performance figures are good enough inmany cases. In fact, even a single high gain (100X) common emitter transistoramplifier stage can be treated as an op amp if feedback is employed, withsurprisingly little error. In many cases a single transistor will work almost as well asa more expensive op amp device. One example is a simple audio amplifier stagefrom which a moderate gain (5-20X) is required. This will be shown in an examplelater.One of the most popular op amps of all time is the venerable LM741, its dualversion LM747 and their many descendents. The JFET input TLO8X series is alsovery popular, coming in single (TLO81), double (TLO82) and quadruple (TLO84)units. The TLO81 and TLO82 come in 8 pin DIP packages, while the TLO84 comesin a 14-pin DIP package. These op amps operate well from 5 to 12 volt experimentersupplies, and require both a plus and a minus supply. These are also cheap andwidely available. Other general purpose types are the LM324 and LM1458 (bipolar)and LM3900, and all their variations and flavors. There are many others, but thesetypes mentioned are easily obtained by the hobbyist wishing to experiment withthem, and are cheap and in plentiful supply. Many manufacturers make them, soobsolescence should not be a problem for a long time. We will use the TLO8X seriesfor circuit examples, as they are general purpose JFET types, allowing the use ofhigher resistance values and therefore smaller capacitor values, which is often moreconvienient from a design standpoint. The TLO8X series have an open loop (nofeedback used, the full gain the amp can deliver) voltage gain of over 10000 andhaving JFET inputs, an input impedance of a million megohms. The gain bandwidthproduct (obtained by measuring frequency where gain falls to unity) is rated at at 4MHz for the TLO8X series. Op amps are available with gain bandwidth products toseveral hundred MHz and even higher, and these are used in video and RF applications.
The operational amplifier (Op Amp) is a staple item in electronic circuits andis a building block that often is one of the main components in linear audio andvideo circuitry. The op amp is basically a high gain amplifier that is used inconjunction with feedback networks to make up a circuit whose properties aredetermined by linear passive components, such as resistors, capacitors, inductors, aswell as nonlinear components (diodes, varistors, thermistors, etc). The term“operational amplifier” comes from the use of these devices in analog computersthat were used decades ago to perform mathematical operations (addition,multiplication, differentiation, integration, summation, etc) on input quantities. Theterm has stuck and is still used, even though analog computers have largelydeparted the scene, having been replaced by digital computers long ago. Theoperational amplifier of today is a sophisticated device, being composed of manytransistors, diodes, and resistors, all in a chip, and packaged in variousconfigurations. There are thousands of types of op amps available, from fleapowered microwatt units to units capable of handling a few hundred watts of power,from a few cents to many dollars in cost. As you may imagine, the specs andperformance requirements, as well as reliability, temperature range, and packaging,all affect cost. Op amps that can do many ordinary jobs very well are available forunder 50 cents, owing to low cost plastic packages and large scale integration, andhigh volume production. Technologies commonly used are bipolar, FET, CMOS andcombinations. Some large or high power op amps are made using monolithicfabrication methods.From a circuit viewpoint, for the purposes of explanation, an ideal amplifieris used to represent an op amp. An ideal amplifier has the following properties:Infinite forward gain, bandwidth and input impedance, with zero outputimpedance, noise voltage, DC offset, bias currents, and reverse gain. Inpractice, all op amps have some bias current that flows in the inputs, this beingalmost negligible for JFET and CMOS types, but more significant in bipolar types.This current must be considered in high impedance circuits, and in DC andinstrumentation amplifiers, and in circuits that must operate over a widetemperature range. In addition, even if you were to short the op amp inputs togetheryou may not get zero output voltage, but some random DC level. This DC voltagecan be considered as an equivalent DC input offset voltage present at the input. DCoffset can also be produced from equal input bias currents flowing through unequalresistances in the inverting and noninverting input circuits. This will produce a DCinput voltage differential at the input. Some op amps have external pins to which apotentiometer can be connected to balance out or otherwise cancel this voltage,bringing the DC output to zero under zero signal input conditions. These are widelyused in instrumentation amplifiers and related applications where nulling or zeroadjustments are required. All amplifiers generate some noise, which is due tothermal and semiconductor junction effects, and can be considered as an equivalentinput noise voltage. Amplifiers are available with low noise characteristics for thoseapplications where noise must be kept to a minimum. A real world op amp has a lotof gain (>1000X voltage gain) and a fairly high input impedance (>100K). Generallythere are two inputs shown, an inverting and a non inverting input, and one outputreferenced to ground (but not always, differential outputs are sometimes used incertain applications). One of the inputs may be grounded in many commonapplications where a single ended signal source is present. This is a commonsituation. There are limitations on the DC levels allowable on the inputs, andlimitations on the available output voltage swing. Op amps are available that allow afull output voltage swing between the positive (Vcc) supply and negative (Vdd)supply. These are sometimes referrred to as “rail to rail” capable. In addition, if theexact same voltage is present on the inverting and non-inverting inputs, ideally theoutput voltage should be zero. This is not always so, and the degree of imperfectionis called the common mode rejection ratio. This is usually 60 dB or better, with 70-80 dB as a minimum. Note that this may vary with input voltage levels to somedegree. Also, variations of power supply voltage may show up as equivalent inputsignals. The degree to which the op amp rejects this is called the supply voltagerejection ratio. It is usually better than 60 dB and typically 70 to 80 dB or better.After all, nothing is perfect in life.Op amp power supply connections are sometimes shown in diagrams, especially ifdecoupling capacitors and resistors are necessary, but more often shown elsewherein the schematic, as they play no part in the primary circuit function other than topower the amplifier. Many general-purpose op amp chips have two or four separateoperational amplifiers in one package, with common power supply connections. Inpractice the ideal amplifier criteria requirements are met only approximately, butas will be shown, close enough for most purposes. Practically, an op amp will have again of 10,000 or more, an input impedance of megohms, and a 3 dB bandwidth ofseveral tens of hertz or more. If an amplifier has a 3 dB bandwidth of 40 Hz and again of 100,000 times, this is a gain bandwidth product of 4 million hertz, or 4 MHz.(40 x 100,000). It is advantageous in many feedback applications to have the gainfalling at 6 dB per octave or 20 dB per decade at frequencies beyond the cornerfrequency (that frequency at which the amplifier gain has fallen 3 dB or 70.7percent of its DC value). Since the op amp is used in mainly in feedback circuitshaving much lower closed loop gain, these performance figures are good enough inmany cases. In fact, even a single high gain (100X) common emitter transistoramplifier stage can be treated as an op amp if feedback is employed, withsurprisingly little error. In many cases a single transistor will work almost as well asa more expensive op amp device. One example is a simple audio amplifier stagefrom which a moderate gain (5-20X) is required. This will be shown in an examplelater.One of the most popular op amps of all time is the venerable LM741, its dualversion LM747 and their many descendents. The JFET input TLO8X series is alsovery popular, coming in single (TLO81), double (TLO82) and quadruple (TLO84)units. The TLO81 and TLO82 come in 8 pin DIP packages, while the TLO84 comesin a 14-pin DIP package. These op amps operate well from 5 to 12 volt experimentersupplies, and require both a plus and a minus supply. These are also cheap andwidely available. Other general purpose types are the LM324 and LM1458 (bipolar)and LM3900, and all their variations and flavors. There are many others, but thesetypes mentioned are easily obtained by the hobbyist wishing to experiment withthem, and are cheap and in plentiful supply. Many manufacturers make them, soobsolescence should not be a problem for a long time. We will use the TLO8X seriesfor circuit examples, as they are general purpose JFET types, allowing the use ofhigher resistance values and therefore smaller capacitor values, which is often moreconvienient from a design standpoint. The TLO8X series have an open loop (nofeedback used, the full gain the amp can deliver) voltage gain of over 10000 andhaving JFET inputs, an input impedance of a million megohms. The gain bandwidthproduct (obtained by measuring frequency where gain falls to unity) is rated at at 4MHz for the TLO8X series. Op amps are available with gain bandwidth products toseveral hundred MHz and even higher, and these are used in video and RF applications.
1.1 FUNDAMENTOS DE LOS AMPLlFICADORES
Antes de comenzar el estudio del amplificador operacional, es útil repasar los conceptos fun¬damentales de la amplificación y la carga. Recuerde que un amplificador es un dispositivo de dos puertos que acepta una señal que se aplica en forma externa, llamada entrada, y genera una señal que se llama salida, de modo que salida = ganancia x entrada, donde ganancia es una constante apropiada de proporcionalidad. Un dispositivo que se apegue a esta definición, recibe el nombre de amplificador lineal, para distinguirlo de otros con relaciones no lineales de entrada-salida, tales como amplificadores cuadráticos y log/antilog. Amenos que se indique lo contrario, el término amplificador aquí significa amplificador lineal.
Un amplificador recibe su entrada desde una fuente y distribuye su salida a una carga.
En función de la naturaleza de las señales de entrada y salida, se tienen diferentes tipos de amplificadores. El más común es el amplificador de voltaje, cuyas entrada V¡ y salida Vo, son voltajes. Cada puerto del amplificador puede modelarse en un equivalente de Thévenin, que consiste en una fuente de voltaje y una resistencia en serie. Por lo general, el puerto de entrada juega un papel exclusivamente pasivo, de modo que se le modela como una resis¬tencia Ri, que se llama la resistencia de entrada del amplificador. Por su parte, el puerto de salida se modela con una fuente de voltaje controlada por voltaje (VCVS, por sus siglas en inglés) para resaltar la dependencia que tiene Vo de v¡, junto con una resistencia en serie Ro que se denomina factor de ganancia de voltaje, y que se expresa en voltios por voltio. Observe que la fuente de entrada también se modela con un equivalente de Thévenin que consiste en una fuente Vs y una resistencia en serie Rs; la carga de salida, que juega un papel pasivo, se modela solo con la resistencia RL.
Ahora, se desea obtener una expresión para Va en términos de vs. Al aplicar la fórmula de división de voltajes al puerto de salida, se obtiene
Se observa que en ausencia de cualquier carga (RL = 00) se tiene que va = Aocv¡. Así, Aoc se llama la ganancia de voltaje del circuito sin carga, o de circuito abierto. Al aplicar la fórmula el divisor de voltaje al puerto de entrada, se obtiene:
Al eliminar VI y reacomodar los términos, se obtiene la ganancia de la fuente a la carga,
conforme avanza la señal de la fuente a la carga, primero pasa por algo de atenuación en el puerto de entrada, luego se amplifica en Aoc dentro del amplificador, y por último se atenúa más en el puerto de salida. Estas atenuaciones reciben el nombre de proceso de carga. Se observa que debido al proceso de carga, la ecuación 1.3 arroja
Por lo general, el proceso de carga no es deseable porque hace que la ganancia conjunta depende de la fuente de entrada particular y de la carga de salida, sin mencionar la reduc¬ción de la ganancia. El origen del proceso de carga es obvio: cuando se conecta el amplificador a la fuente de entrada, R¡ establece una corriente y ocasiona que Rs caiga en algún voltaje. Esta caída es precisamente la que, una vez que se resta de vs, lleva a un voltaje reducido VI En forma similar, en el puerto de salida la magnitud de Vo es menor que el voltaje que depende de la fuente Aocv¡, debido a la caída de voltaje a través de Ro
Si el proceso de carga pudiera eliminarse por completo, se tendría que vo/vs = Aoc sin que importara la fuente de entrada ni la carga de salida. Para lograr esta condición, la caída de voltaje a través de Rs Y Ro debe ser de cero sin importar Rs Y RL. La única forma de lograr esto es con la exigencia de que nuestro amplificador de voltaje tenga R¡ = 00 y Ro = O. Por razones obvias, a un amplificador así se le llama ideal. Aunque en la práctica no pueden lograrse dichas condiciones, un diseñador de amplificadores tratará de aproximarse a ellas tanto como sea posible, por medio de asegurarse de que R¡ » Rs Y que Ro « RL para todas las fuentes de entrada y cargas de salida a las que sea probable que el amplificador se vaya a conectar.
Otro amplificador popular es el amplificador de corriente. Como ahora se está tratando con corrientes, la fuente de entrada y el amplificador se modelan con equivalentes Norton, como se ilustra en la figura 1.2. El parámetro Asc de la fuente de corriente controlada por corriente (CCCS, por sus siglas en inglés) se llama ganancia de corriente sin carga, o de cortocircuito. Al aplicar dos veces la fórmula del divisor de corriente, se obtiene la ganan¬cia de la fuente a la carga:
De nuevo se observa el proceso de carga tanto en el puerto de entrada, donde se pierde parte de is a través de Rs haciendo que i¡ sea menor que is, como en el puerto de salida, donde se pierde parte de AsciI a través de Ro' En consecuencia, siempre se tendrá que
Para eliminar el proceso de carga, en un amplificador de corriente ideal se tiene R¡ = O, Y Ro = 00, exactamente lo opuesto que el amplificador de voltaje ideal.
Un amplificador cuya entrada es un voltaje V¡ y cuya salida es una corriente io, se llama amplificador de transconductancia debido a que su ganancia está en amperes por volt, que son unidades de conductancia. La situación en el puerto de salida es la misma que en el amplificador de voltaje de la figura 1.1; la situación en el puerto de salida es similar a la del amplificador de corriente de la figura 1.2, excepto que la fuente dependiente ahora es una fuente de corriente controlada por voltaje (VCCS, por sus siglas en inglés) de valor Agv¡, con Ag en amperes por volt. Para evitar el proceso de carga, un amplificador de transconductancia ideal tiene R¡ = 00 Y Ro = oo.
Por último, un amplificador cuya entrada es una corriente i¡ y cuya salida es un voltaje vo, se llama amplificador de transresistencia, y su ganancia se mide en volts por ampere. El puerto de entrada se muestra en la figura 1.2, y el de salida en la figura 1.1, excepto que ahora se tiene una fuente de voltaje controlada por corriente (CCVS) de valor Ari¡, con Ar en volts por ampere. En forma ideal, un amplificador tal tiene R¡ = O Y Ro = O, lo opuesto del amplificador de transconductancia.
En la tabla 1.1 se resumen los cuatro tipos básicos de amplificadores, junto con sus resistencias ideales de entrada y salida.
.
1.2 EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL
El amplificador operacional es un amplificador de voltaje con ganancia de voltaje extrema¬damente alta. Por ejemplo, el popular amp op 741 tiene una ganancia típica de 200000 V/V, que también se representa como 200 V /uV. La ganancia también se expresa en decibeles (dE) como 20 log 200000 = 106 dB. El OP-77, un tipo más reciente, tiene una ganancia de 12 millones, o 12 V/uV, o 20 log (12 X 106) = 141.6 dB. De hecho, lo que distingue a los amp op de todos los demás amplificadores de voltaje es el tamaño de su ganancia. En las secciones que siguen, se verá que entre más elevada sea la ganancia, es mejor, ya que un amp op ideal tendría una ganancia infinitamente grande. En cuanto se comiencen a analizar los primeros circuitos de amp op, quedará claro el porqué se querría una ganancia grande en extremo, no digamos infinita.
La figura 1.3a muestra el símbolo del amp op y las conexiones al suministro de energía para hacerlo funcionar. Las entradas, que se identifican con los símbolos "-" y "+", se denominan inversora y no inversora. Sus voltajes con respecto a tierra se denotan como VN y Vp, y el voltaje de salida como Vo. La punta de la flecha indica flujo de la señal de la entrada hacia la salida.
Los amp op no tienen una terminal a tierra de O V. La tierra de referencia se establece en forma externa por medio del suministro común de energía. Los voltajes del suministro se denotan como Vcc y VEE, Y en general sus valores son ± 15 V, aunque como se verá son posibles otros valores. Para minimizar el hacinamiento en los diagramas de circuitos, es costumbre no mostrar las conexiones al suministro de energía. Sin embargo, cuando se construye un amp op en el laboratorio, se debe recordar que es necesario aplicar energía para que funcione.
La figura 1.3b muestra el circuito equivalente de un amp op energizado en forma apropiada. Aunque el amp op en sí mismo no tiene una conexión a tierra, el símbolo de tierra dentro de su circuito equivalente, modela el suministro común de energía de la figura 1.3a. El circuito equivalente incluye la resistencia diferencial de entrada, rd, la ganancia de voltaje, a, y la resistencia de salida, ro. Por razones que se explicarán en las secciones siguientes, rd, a Y ro se denominan parámetros de lazo abierto y se simbolizan con letras minúsculas. La diferencia
Se llama voltaje diferencial de entrada, y la ganancia a también se llama ganancia sín carga, porque en ausencia del proceso de carga de salida se tiene que
Como se permite que ambas terminales de entrada tengan potenciales independientes CI respecto a tierra, se dice que el puerto de entrada es del tipo doblemente terminado. En contraste con el puerto de salida, que es del tipo de terminado sencillo. La ecuación 1.6 indica que el amp op sólo responde a la diferencia entre sus voltajes de entrada, no a sus valores individuales. En consecuencia, los amp op también se llaman amplificadores de diferencia.
Si se invierte la ecuación 1.6, se obtiene
que permite encontrar el voltaje VD que ocasiona un Vo dado. De nuevo se observa que esta ecuación conduce sólo a la diferencia VD, no a los valores de VN Y Vp en sí mismos. Debido a la ganancia elevada a en el denominador, VD resulta muy pequeño. Por ejemplo, para
obtener Vo = 6 V, un amp op 741 sin carga necesita vD = 6/200000 = 30 uV, que es un voltaje muy pequeño. Un OP-77 sin carga requeriría vD = 6/(12 X 106) = 0.5 uV, ¡un valor aún más pequeño!
El amp op ideal
Se sabe que para minimizar el proceso de carga, un amplificador de voltaje bien diseñado debe establecer una corriente insignificante (de cero, en forma ideal) desde la fuente de entrada, y debe presentar una resistencia despreciable (igual a cero, idealmente) a la carga de salida. Los amp op no son la excepción, por lo que se define al amp op ideal como un amplificador de voltaje con ganancia de lazo abierto infinita:
a~oo (1.8a)
Sus condiciones ideales en las terminales son
Rd=00 (1.8b)
Ro=0 (1.8c)
Ip=iN =0 (1.8d)
donde ip e iN son las corrientes establecidas por las entradas no inversora e inversora. En la figura 1.4 se muestra el modelo del amp op ideal.
Se observa que en el límite cuando a 00, se obtiene VD vo/00 O. Es frecuente que este resultado sea causa de confusión porque conduce a la pregunta de cómo puede un amplificador con una entrada igual a cero sostener una salida distinta de cero. ¿Según la ecuación 1.6, no debería ser la salida también igual a cero? La respuesta está en el hecho de que conforme la ganancia a tiende al infinito, VD tiende a cero, pero en forma tal que el producto avD se conserva diferente de cero e igual al vo.
El amp op de la vida real se apartan algo del ideal, por lo que el modelo de la figura 1.4solo es un concepto. Pero durante esta iniciación en el tema de los circuitos de amp op, se usara este modelo porque evita la preocupación acerca de los efectos del proceso de carga, por lo que es posible centrarse sólo en el papel del amp op. Una vez que se han obtenido conocimientos y confianza suficientes, se debe dar marcha atrás y usar el modelo realista que se muestra en la figura 1.3b, para garantizar la validez de los resultados. Se descubrirá que los resultados que se obtienen con los modelos ideal y de la vida real, están más en concordancia de lo que se esperaría, con lo que se corrobora que el modelo ideal, aunque sea un concepto, después de todo no es una curiosidad académica.
Antes de comenzar el estudio del amplificador operacional, es útil repasar los conceptos fun¬damentales de la amplificación y la carga. Recuerde que un amplificador es un dispositivo de dos puertos que acepta una señal que se aplica en forma externa, llamada entrada, y genera una señal que se llama salida, de modo que salida = ganancia x entrada, donde ganancia es una constante apropiada de proporcionalidad. Un dispositivo que se apegue a esta definición, recibe el nombre de amplificador lineal, para distinguirlo de otros con relaciones no lineales de entrada-salida, tales como amplificadores cuadráticos y log/antilog. Amenos que se indique lo contrario, el término amplificador aquí significa amplificador lineal.
Un amplificador recibe su entrada desde una fuente y distribuye su salida a una carga.
En función de la naturaleza de las señales de entrada y salida, se tienen diferentes tipos de amplificadores. El más común es el amplificador de voltaje, cuyas entrada V¡ y salida Vo, son voltajes. Cada puerto del amplificador puede modelarse en un equivalente de Thévenin, que consiste en una fuente de voltaje y una resistencia en serie. Por lo general, el puerto de entrada juega un papel exclusivamente pasivo, de modo que se le modela como una resis¬tencia Ri, que se llama la resistencia de entrada del amplificador. Por su parte, el puerto de salida se modela con una fuente de voltaje controlada por voltaje (VCVS, por sus siglas en inglés) para resaltar la dependencia que tiene Vo de v¡, junto con una resistencia en serie Ro que se denomina factor de ganancia de voltaje, y que se expresa en voltios por voltio. Observe que la fuente de entrada también se modela con un equivalente de Thévenin que consiste en una fuente Vs y una resistencia en serie Rs; la carga de salida, que juega un papel pasivo, se modela solo con la resistencia RL.
Ahora, se desea obtener una expresión para Va en términos de vs. Al aplicar la fórmula de división de voltajes al puerto de salida, se obtiene
Se observa que en ausencia de cualquier carga (RL = 00) se tiene que va = Aocv¡. Así, Aoc se llama la ganancia de voltaje del circuito sin carga, o de circuito abierto. Al aplicar la fórmula el divisor de voltaje al puerto de entrada, se obtiene:
Al eliminar VI y reacomodar los términos, se obtiene la ganancia de la fuente a la carga,
conforme avanza la señal de la fuente a la carga, primero pasa por algo de atenuación en el puerto de entrada, luego se amplifica en Aoc dentro del amplificador, y por último se atenúa más en el puerto de salida. Estas atenuaciones reciben el nombre de proceso de carga. Se observa que debido al proceso de carga, la ecuación 1.3 arroja
Por lo general, el proceso de carga no es deseable porque hace que la ganancia conjunta depende de la fuente de entrada particular y de la carga de salida, sin mencionar la reduc¬ción de la ganancia. El origen del proceso de carga es obvio: cuando se conecta el amplificador a la fuente de entrada, R¡ establece una corriente y ocasiona que Rs caiga en algún voltaje. Esta caída es precisamente la que, una vez que se resta de vs, lleva a un voltaje reducido VI En forma similar, en el puerto de salida la magnitud de Vo es menor que el voltaje que depende de la fuente Aocv¡, debido a la caída de voltaje a través de Ro
Si el proceso de carga pudiera eliminarse por completo, se tendría que vo/vs = Aoc sin que importara la fuente de entrada ni la carga de salida. Para lograr esta condición, la caída de voltaje a través de Rs Y Ro debe ser de cero sin importar Rs Y RL. La única forma de lograr esto es con la exigencia de que nuestro amplificador de voltaje tenga R¡ = 00 y Ro = O. Por razones obvias, a un amplificador así se le llama ideal. Aunque en la práctica no pueden lograrse dichas condiciones, un diseñador de amplificadores tratará de aproximarse a ellas tanto como sea posible, por medio de asegurarse de que R¡ » Rs Y que Ro « RL para todas las fuentes de entrada y cargas de salida a las que sea probable que el amplificador se vaya a conectar.
Otro amplificador popular es el amplificador de corriente. Como ahora se está tratando con corrientes, la fuente de entrada y el amplificador se modelan con equivalentes Norton, como se ilustra en la figura 1.2. El parámetro Asc de la fuente de corriente controlada por corriente (CCCS, por sus siglas en inglés) se llama ganancia de corriente sin carga, o de cortocircuito. Al aplicar dos veces la fórmula del divisor de corriente, se obtiene la ganan¬cia de la fuente a la carga:
De nuevo se observa el proceso de carga tanto en el puerto de entrada, donde se pierde parte de is a través de Rs haciendo que i¡ sea menor que is, como en el puerto de salida, donde se pierde parte de AsciI a través de Ro' En consecuencia, siempre se tendrá que
Para eliminar el proceso de carga, en un amplificador de corriente ideal se tiene R¡ = O, Y Ro = 00, exactamente lo opuesto que el amplificador de voltaje ideal.
Un amplificador cuya entrada es un voltaje V¡ y cuya salida es una corriente io, se llama amplificador de transconductancia debido a que su ganancia está en amperes por volt, que son unidades de conductancia. La situación en el puerto de salida es la misma que en el amplificador de voltaje de la figura 1.1; la situación en el puerto de salida es similar a la del amplificador de corriente de la figura 1.2, excepto que la fuente dependiente ahora es una fuente de corriente controlada por voltaje (VCCS, por sus siglas en inglés) de valor Agv¡, con Ag en amperes por volt. Para evitar el proceso de carga, un amplificador de transconductancia ideal tiene R¡ = 00 Y Ro = oo.
Por último, un amplificador cuya entrada es una corriente i¡ y cuya salida es un voltaje vo, se llama amplificador de transresistencia, y su ganancia se mide en volts por ampere. El puerto de entrada se muestra en la figura 1.2, y el de salida en la figura 1.1, excepto que ahora se tiene una fuente de voltaje controlada por corriente (CCVS) de valor Ari¡, con Ar en volts por ampere. En forma ideal, un amplificador tal tiene R¡ = O Y Ro = O, lo opuesto del amplificador de transconductancia.
En la tabla 1.1 se resumen los cuatro tipos básicos de amplificadores, junto con sus resistencias ideales de entrada y salida.
.
1.2 EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL
El amplificador operacional es un amplificador de voltaje con ganancia de voltaje extrema¬damente alta. Por ejemplo, el popular amp op 741 tiene una ganancia típica de 200000 V/V, que también se representa como 200 V /uV. La ganancia también se expresa en decibeles (dE) como 20 log 200000 = 106 dB. El OP-77, un tipo más reciente, tiene una ganancia de 12 millones, o 12 V/uV, o 20 log (12 X 106) = 141.6 dB. De hecho, lo que distingue a los amp op de todos los demás amplificadores de voltaje es el tamaño de su ganancia. En las secciones que siguen, se verá que entre más elevada sea la ganancia, es mejor, ya que un amp op ideal tendría una ganancia infinitamente grande. En cuanto se comiencen a analizar los primeros circuitos de amp op, quedará claro el porqué se querría una ganancia grande en extremo, no digamos infinita.
La figura 1.3a muestra el símbolo del amp op y las conexiones al suministro de energía para hacerlo funcionar. Las entradas, que se identifican con los símbolos "-" y "+", se denominan inversora y no inversora. Sus voltajes con respecto a tierra se denotan como VN y Vp, y el voltaje de salida como Vo. La punta de la flecha indica flujo de la señal de la entrada hacia la salida.
Los amp op no tienen una terminal a tierra de O V. La tierra de referencia se establece en forma externa por medio del suministro común de energía. Los voltajes del suministro se denotan como Vcc y VEE, Y en general sus valores son ± 15 V, aunque como se verá son posibles otros valores. Para minimizar el hacinamiento en los diagramas de circuitos, es costumbre no mostrar las conexiones al suministro de energía. Sin embargo, cuando se construye un amp op en el laboratorio, se debe recordar que es necesario aplicar energía para que funcione.
La figura 1.3b muestra el circuito equivalente de un amp op energizado en forma apropiada. Aunque el amp op en sí mismo no tiene una conexión a tierra, el símbolo de tierra dentro de su circuito equivalente, modela el suministro común de energía de la figura 1.3a. El circuito equivalente incluye la resistencia diferencial de entrada, rd, la ganancia de voltaje, a, y la resistencia de salida, ro. Por razones que se explicarán en las secciones siguientes, rd, a Y ro se denominan parámetros de lazo abierto y se simbolizan con letras minúsculas. La diferencia
Se llama voltaje diferencial de entrada, y la ganancia a también se llama ganancia sín carga, porque en ausencia del proceso de carga de salida se tiene que
Como se permite que ambas terminales de entrada tengan potenciales independientes CI respecto a tierra, se dice que el puerto de entrada es del tipo doblemente terminado. En contraste con el puerto de salida, que es del tipo de terminado sencillo. La ecuación 1.6 indica que el amp op sólo responde a la diferencia entre sus voltajes de entrada, no a sus valores individuales. En consecuencia, los amp op también se llaman amplificadores de diferencia.
Si se invierte la ecuación 1.6, se obtiene
que permite encontrar el voltaje VD que ocasiona un Vo dado. De nuevo se observa que esta ecuación conduce sólo a la diferencia VD, no a los valores de VN Y Vp en sí mismos. Debido a la ganancia elevada a en el denominador, VD resulta muy pequeño. Por ejemplo, para
obtener Vo = 6 V, un amp op 741 sin carga necesita vD = 6/200000 = 30 uV, que es un voltaje muy pequeño. Un OP-77 sin carga requeriría vD = 6/(12 X 106) = 0.5 uV, ¡un valor aún más pequeño!
El amp op ideal
Se sabe que para minimizar el proceso de carga, un amplificador de voltaje bien diseñado debe establecer una corriente insignificante (de cero, en forma ideal) desde la fuente de entrada, y debe presentar una resistencia despreciable (igual a cero, idealmente) a la carga de salida. Los amp op no son la excepción, por lo que se define al amp op ideal como un amplificador de voltaje con ganancia de lazo abierto infinita:
a~oo (1.8a)
Sus condiciones ideales en las terminales son
Rd=00 (1.8b)
Ro=0 (1.8c)
Ip=iN =0 (1.8d)
donde ip e iN son las corrientes establecidas por las entradas no inversora e inversora. En la figura 1.4 se muestra el modelo del amp op ideal.
Se observa que en el límite cuando a 00, se obtiene VD vo/00 O. Es frecuente que este resultado sea causa de confusión porque conduce a la pregunta de cómo puede un amplificador con una entrada igual a cero sostener una salida distinta de cero. ¿Según la ecuación 1.6, no debería ser la salida también igual a cero? La respuesta está en el hecho de que conforme la ganancia a tiende al infinito, VD tiende a cero, pero en forma tal que el producto avD se conserva diferente de cero e igual al vo.
El amp op de la vida real se apartan algo del ideal, por lo que el modelo de la figura 1.4solo es un concepto. Pero durante esta iniciación en el tema de los circuitos de amp op, se usara este modelo porque evita la preocupación acerca de los efectos del proceso de carga, por lo que es posible centrarse sólo en el papel del amp op. Una vez que se han obtenido conocimientos y confianza suficientes, se debe dar marcha atrás y usar el modelo realista que se muestra en la figura 1.3b, para garantizar la validez de los resultados. Se descubrirá que los resultados que se obtienen con los modelos ideal y de la vida real, están más en concordancia de lo que se esperaría, con lo que se corrobora que el modelo ideal, aunque sea un concepto, después de todo no es una curiosidad académica.
sábado, 6 de febrero de 2010
Operational Amplifiers
OVERVIEW
•Desired features:
-Differential input
-Infinite voltage gain
-Infinite input resistance
-Zero output resistance
•Applications
-Switched capacitor
•MOS topologies
-Two stage MOS
-Two stage MOS with cascode
-MOS telescopic-cascode
-MOS folded-cascode
-MOS Active-cascode
Applications
•Feedback concept
-All op-amp works on the principle of feedback, where feedback network senses output, and develop feedback that will be subtracted from input
Switched Capacitor
•An inverting amplifier with capacitive load
-Gain is proportional to capacitor ratios
-No DC path
•Inverting amplifier
•Non-inverting amplifier
•Differential amplifier
•Integrator/differentiator
•Switched capacitor
-Monolithic integration on CMOS
-Using capacitors instead of resistors
-Dealing with charge
-Suitable for MOS technology
•Adding switches to fix the problem
-Non-overlapping clocks
•In real life
-The gain of op-amp is finite
-Limited effect from parasitic capacitances
Switched Capacitor Integrator
•Building block for monolithic filters
-Frequency response insensitive to parasitic
-Time constant controlled by capacitance ratios than absolute values
Two Two-Stage MOS Op Stage MOS Op-Amp
•Two stages are:
-Differential input
-Gain output
•Performance:-Input resistance
-Output resistance
-Voltage gain
•Performance:
-Output swing
-Input offset voltage
•Systematic caused by design as we trade off for other performances
•Random caused by mismatch between pieces where they need to be identical
•Performance:
-CMRR
-Common mode input range
-PSRR (low frequency)
TwoTwo--stage MOS Opstage MOS Op--Amp with Amp with CascodeCascod
•Goal: increasing the voltage gain without frequency degradation
-Using cascode for differential pair to increase unloaded output impedance
-Degrades the input swing
MOS Telescopic MOS Telescopic Cascode Cascode Op Op-Amp
•Sometimes just the gain provided by cascode stage is sufficient => drop the second stage in previous topology
•Limitations
-Poor common mode input range
-Limited output swing
-Minimum supply requirements
MOS Folded Cascode Cascode
•Goal: to address the low output swing and limited common mode input range
•Folded since it reverses the signal flow direction
MOS Folded Cascode Cascode
•Schematic of a folded cascode Op-Amp
•Desired features:
-Differential input
-Infinite voltage gain
-Infinite input resistance
-Zero output resistance
•Applications
-Switched capacitor
•MOS topologies
-Two stage MOS
-Two stage MOS with cascode
-MOS telescopic-cascode
-MOS folded-cascode
-MOS Active-cascode
Applications
•Feedback concept
-All op-amp works on the principle of feedback, where feedback network senses output, and develop feedback that will be subtracted from input
Switched Capacitor
•An inverting amplifier with capacitive load
-Gain is proportional to capacitor ratios
-No DC path
•Inverting amplifier
•Non-inverting amplifier
•Differential amplifier
•Integrator/differentiator
•Switched capacitor
-Monolithic integration on CMOS
-Using capacitors instead of resistors
-Dealing with charge
-Suitable for MOS technology
•Adding switches to fix the problem
-Non-overlapping clocks
•In real life
-The gain of op-amp is finite
-Limited effect from parasitic capacitances
Switched Capacitor Integrator
•Building block for monolithic filters
-Frequency response insensitive to parasitic
-Time constant controlled by capacitance ratios than absolute values
Two Two-Stage MOS Op Stage MOS Op-Amp
•Two stages are:
-Differential input
-Gain output
•Performance:-Input resistance
-Output resistance
-Voltage gain
•Performance:
-Output swing
-Input offset voltage
•Systematic caused by design as we trade off for other performances
•Random caused by mismatch between pieces where they need to be identical
•Performance:
-CMRR
-Common mode input range
-PSRR (low frequency)
TwoTwo--stage MOS Opstage MOS Op--Amp with Amp with CascodeCascod
•Goal: increasing the voltage gain without frequency degradation
-Using cascode for differential pair to increase unloaded output impedance
-Degrades the input swing
MOS Telescopic MOS Telescopic Cascode Cascode Op Op-Amp
•Sometimes just the gain provided by cascode stage is sufficient => drop the second stage in previous topology
•Limitations
-Poor common mode input range
-Limited output swing
-Minimum supply requirements
MOS Folded Cascode Cascode
•Goal: to address the low output swing and limited common mode input range
•Folded since it reverses the signal flow direction
MOS Folded Cascode Cascode
•Schematic of a folded cascode Op-Amp
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